Шифратор голосовых телефонных сообщений

      Если  принять усиление на частоте 12300Гц –3дБ от средней частоты полосы пропускания, то нижняя частота пика усиления составит:

f_0н = f_Г2 +f_н + 3h

f_0н = 12000 + 300 + 3·30 ≈ 12400 Гц

      Добротность фильтра на частоте f_0н должна быть:

      Если  принять усиление на частоте f_г1 –10дБ относительно усиления на частоте f_г1 – f_н = 15400Гц, то получится затухание:

h = (f_г1 – f_г1 + f_н) /(–10) = 300 /(–10) = –30 Гц/дБ

      Если  принять усиление на частоте 15400Гц –3дБ от средней частоты полосы пропускания, то верхняя частота пика усиления составит:

f_0в = f_Г1 – f_н + 3h

f_0в = 15700 – 300 – 3·30 ≈ 15300 Гц

      Добротность фильтра на частоте f_0в должна быть:

      Получить  такую добротность фильтров можно, если применить биквадратные полосовые  фильтры (рис. 2.4) [7], соединенные последовательно, и настроенные на разные частоты. В итоге получим прототип фильтра Золотарева. При использовании двух биквадратных фильтров на частоты f_0н и f_0в, возникший провал на частоте f₀ составит –15дБ (см. табл. 2.2 и рис. 2.13). Где f₀ равно:

      Если  принять усиление на частоте f_0н (f_0в) –15дБ относительно усиления на частоте f₀, то получится затухание:

h₁ = (f₀ – f_0н) /(–15) = (13770 – 12400) /(–15) = –92 Гц/дБ

      Полоса  пропускания по уровню –3дБ составит П = 6h₁.

      Добротность фильтра на частоте f₀ должна быть:

      Этот  провал можно компенсировать двумя полосовыми фильтрами с параллельными обратными связями, каждый из которых на частоте f₀ будет обеспечивать добротность Q₁ = 12. Схемное решение полосового фильтра с параллельной обратной связью приведено на рис. 2.5 [7]. При этом коэффициент передачи у всех фильтров должен быть одинаков. На основании этих выкладок можно заключить, что минимальное количество ОУ, необходимых для построения полосового фильтра А4 (А8) равно 8.

      Микрофонный усилитель А1 (А6) можно построить на транзисторах. Схемное решение микрофонного усилителя представлено на рис. 2.6 [9].

Рисунок 2.4 Схема биквадратного фильтра

Рисунок 2.5 Схема полосового фильтра

Рисунок 2.6 Схема микрофонного усилителя А1 (А6)

Рисунок 2.7 Схема усилителя мощности А5 (А10) 

      В усилителе мощности А5 (А10) целесообразно применить интегральный стереофонический усилитель мощности. Удачным вариантом может служить ИМС К174УН22. Типовая схема ее включения представлена на рис. 2.7. Такое схемотехническое решение позволяет обойтись без разделительного конденсатора большой емкости.

      В ходе дипломирования было собрано несколько вариантов схем модуляторов. В частности, исследованы балансный модулятор на ОУ с полевыми транзисторами в качестве ключей [11] и однотактный модулятор на одном ключе. При анализе полученных спектрограмм на ПК с использованием программы Nero Wave Editor, я пришел к выводу, что подавить несущую невозможно без прецизионного изготовления схемы, а отношение сигнал помеха я получал в обоих случаях примерно один и тот же (-36дБ). Из сделанных выводов можно предложить использовать однотактные ключевые модуляторы на ИМС К561КТ3 [10]. Схема однотактных модуляторов А2 и А3 (А7, А8) приведена на рис. 2.8.

Рисунок 2.8 Схема модуляторов А2 и А3 (А7, А8)

      Задающие  генераторы гетеродинов G1 и G2 должны формировать на выходе прямоугольный сигнал. Требования к нестабильности частоты не высоки, поэтому наиболее просто их можно построить на цифровых схемах [12]. Варианты классических схем генераторов прямоугольных импульсов на логических схемах приведены на рис. 2.9.

Рисунок 2.9 Варианты схема генераторов 

      В генераторе на рис. 2.9, а частота сигнала определяется постоянной времени RC-цепи. Резистор R1 выводит элемент D1A на линейный участок передаточной характеристики. Сопротивление резистора R1 может быть 0,1…20 МОм, причем при большем его сопротивлении увеличивается влияние паразитных наводок, а при меньшем – ухудшается стабильность частоты. Компромиссом может служить использование трех инверторов вместо одного (рис. 2.9, б), что приведет к увеличению коэффициента усиления а, следовательно, и к надежности всего генератора.

      Схема генератора с большой скважностью импульсов G3 со светодиодом HL1 в нагрузке представлено на рис. 2.10 [13].

Рисунок 2.10 Генератор G3 со светодиодом HL1 в нагрузке

 

      

3. Расчет  принципиальной схемы  шифратора

 

      Выберем напряжение питания U_п = ± 3В. В качестве ОУ выберем ИМС К1401УД2А, ее характеристики приведены в приложении А. 

      Расчет  микрофонного усилителя  А1 (рис. 2.6)

      По  типовой схеме включения [5] выберем  сопротивление R1 и емкость конденсатора С1 из ряда Е24. R1 = 3 кОм, С1 = 1 нФ.

Выберем транзистор VT1 – КТ3130А-9 [14]. Его характеристики приведены ниже: 

Напряжение  насыщения база-эмиттер, В     0,7

Коэффициент усиления ОЭ       > 100

Напряжение коллектор-эмиттер, В      50 

      Поскольку коэффициент усиления каскада должен составлять 2,5, то соотношение сопротивлений резисторов R4/R5 тоже должно быть 2,5. При этом транзистор VT1 выйдет на линейный участок передаточной характеристики. Выберем сопротивление R4 и R5 из ряда Е24. Зададим R4 = 5,1 кОм, тогда выберем R5 = 2 кОм. Выберем напряжение на коллекторе VT1 половину напряжения питания. Значит ток коллектора составит:

I_к = U_п /2R4

I_к = 3 /(2·5100) ≈ 0,29 мА.

      Примем  ток коллектора равным току эмиттера (h_21Э > 100). Поэтому падение напряжения на резисторе R5 составит:

U_R4 = I_к · R5

      U_R4 = 0,00029 · 2000 = 0,58 В.

      Напряжение  на базе должно быть:

U_б = U_R4 + U_бэ

      U_б = 0,58 + 0,7 = 1,28 В.

      Ток базового делителя должен быть:

I_д = 5·I_б = 5·I_б /h_21Э

      I_д = 5·0,00029 /100 ≈ 15 мкА

      Общее сопротивление резисторов R2 и R3 составит:

R = U_п /I_д

      R = 3 /15·10^-6 = 200 кОм.

      Их  соотношение:

R2/R3 = U_п /U_б – 1

      R2/R3 = 3 /1,28 – 1 ≈ 1,34

      Выберем сопротивление R3 из ряда Е24. Зададим сопротивление R3 = 91кОм, тогда сопротивление R2 составит:

      R2 = R3 · 1,34 ≈ 122кОм.

      Выберем сопротивление R2 из ряда Е24. R2 = 120кОм.

      Выберем емкость разделительных конденсаторов  С2 = С3 = 0,1мкФ. 

      Расчет  полосового фильтра  А4 состоит из двух частей: математическое моделирование и электрический расчет. 

      Математическое  моделирование

      Для электрического расчета полосового фильтра необходимо знать его добротность Q, частоту резонанса f₀ и коэффициент передачи K_п на резонансной частоте. В п. 2.2 мы рассчитали добротности и частоты резонансов. Теперь необходимо определить коэффициенты передачи фильтров.

      Полосовой фильтр имеет такую же крутизну АЧХ, что и модуль сопротивления параллельного колебательного контура (с одинаковыми Q и f₀). Для упрощения расчетов приведем эквивалентную схему полосового фильтра с коэффициентом передачи К_п (рис. 2.11).

Рисунок 2.11 Эквивалентная схема полосового фильтра 

      Добротность контура в цепи ООС выражается формулой [15]:

Q = R /ρ

      где f₀ – резонансная частота полосового фильтра.

      Сопротивление резистора R составит:

      Зависимость модуля эквивалентного сопротивление  колебательного контура от частоты  примет вид:

      Зависимость коэффициента усиления фильтра от частоты  примет вид:

      Проведя вычисления, формула (2.8) примет вид:

      Требования к фильтрам согласно п. 2.2 отображает табл. 2.1.

Таблица 2.1 Характеристики фильтров

 

      Рассчитаем  с помощью Microsoft Excel коэффициент усиления всех фильтров по формуле (2.9) для характерных частот без учета коэффициента передачи и сведем результат в табл. 2.2.

Таблица 2.2 Расчет коэффициентов усиления фильтров

 

      Расчет  коэффициентов усиления фильтров в  Mathcad иллюстрируют графики, приведенные ниже. На рис. 2.12 показаны АЧХ фильтров: К1 – фильтр с параллельной ОС, К2 – биквадратный фильтр с частотой резонанса f_0н, К3 – биквадратный фильтр с частотой резонанса f_0в при коэффициенте передачи К_п = 4. На рис. 2.13 приведены графики АЧХ суммарных сигналов второго, третьего и всех четырех фильтров (всего фильтра А4) коэффициенте передачи каждого К_п = 4.

Рисунок 2.12 Коэффициенты усиления (дБ) фильтров 1, 2 и 3 при Кп = 4