Разработка аналого-цифрового преобразователя

Основные  характеристики АЦП

 

      АЦП оцениваются по их основным метрологическим  характеристикам, которые можно разделить на две группы: статические и динамические.

      К статическим характеристикам АЦП  относят: абсолютные значения и полярности входных сигналов, входное сопротивление, значения и полярности выходных сигналов, выходное сопротивление, значения напряжений и токов источников питания, количество двоичных кии десятичных разрядов выходного кода, погрешности преобразования постоянного напряжения и др. К динамическим характеристикам АЦП относят: время преобразования, максимальную частоту дискретизации, апертурное время, динамическую погрешность и т.д.

      Рассмотрим  эти параметры более подробно. Основной характеристикой является разрешающая способность АЦП, которую принято определять величиной, обратной максимальному числу кодовых комбинаций на выходе АЦП. Разрешающую способность можно выражать в процентах, в количестве разрядов или в относительных единицах. Например, 10-разрядный АЦП имеет разрешающую способность (1024)^-1 » 10^-3=0,1%. Если напряжение шкалы для такого АЦП равно 10 В, то абсолютное значение разрешающей способности будет около 10 мВ.

      Точность  АЦП определяется значениями абсолютной погрешности, дифференциальной и интегральной нелинейности. Абсолютную погрешность АЦП определяют в конечной точке характеристики преобразования, поэтому ее называют погрешностью полной шкалы, а измеряют в единицах младшего разряда.

      Дифференциальную  нелинейность (PNL) определяют через идентичность двух соседних приращений сигнала, т.е. как разность напряжений двух соседних квантов PNL = h_i – h_i+1.  Определение PNL показано на рис. 3.

Интегральная  нелинейность АЦП (JNL) характеризует идентичность приращений во всем диапазоне входного сигнала (рис. 6). Она определяется по максимальному отклонению сглаженной характеристики преобразования от идеально прямой линии, т.е. JNL = U_i - U_i, (рис. 4).

      

      Рис. 4. Определение интегральной нелинейности 

      Время преобразования Т_пр обычно определяется как интервал времени от начала преобразования до появления на выходе АЦП устойчивого кода. Для одних АЦП это время постоянное и не зависит от входного сигнала, для других зависит. Если АЦП работает без устройства выборки и хранения, то время преобразования    является апертурным временем.

      Максимальная  частота дискретизации - частота, с  которой возможно преобразование входного сигнала, при условии, что выбранный параметр не выходит за заданные пределы. Иногда максимальную частоту преобразования принимают равной обратной величине времени преобразования.

   Принципы  построения АЦП

 

      АЩП мгновенных значений подразделяют на следующие основные виды: последовательного счета, последовательного приближения, параллельные, параллельно-последовательные и с промежуточным преобразованием в интервале времени. Структурная схема АЦП последовательного счета (рис. 5) содержит компаратор, при помощи которого выполняется сравнение входного напряжения с напряжением обратной связи. На прямой вход компаратора поступает входной сигнал U_вх, а на инвертирующий - напряжение обратной связи. Работа преобразователя начинается с приходом импульса «ПУСК» от схемы управления, который замыкает ключ S. Через замкнутый ключ S импульсы U₁ от генератора тактовых импульсов поступают на счетчик, который управляет работой цифро-аналогового преобразователи (ЦАП). В результате последовательного увеличения выходного кода счетчика N происходит последовательно-ступенчатое увеличение выходного напряжения U₅ ЦАП. Когда выходное напряжение ЦАП сравняется с входным напряжением, произойдет переключение компаратора, и по его выходному сигналу «СТОП» разомкнется ключ S. В, результате импульсы от генератора перестанут поступать на вход счетчика. Выходной код, соответствующий равенству U_вх ⁼ U_s, снимается с выходного регистра счетчика.

      Графики, иллюстрирующие процесс преобразования напряжения в цифровой код, приведены на рис. б. Из этих графиков следует, что время преобразования зависит от уровни входного напряжения. При числе двоичных разрядов счетчика, равном n, и периоде следования счётных импульсов Т максимальное время преобразования можно определить по формуле

Т_пр = (2ⁿ – 1)Т.

      Уравнение преобразования АЦП последовательного  счета можно записать в виде

      КDU = U_вх,

   где 0 £ К £ n – число ступеней до момента сравнения; 

   DU – шаг квантования.

Структурная    схема АЦП   последовательного приближения (рис. 5) отличается от структурной схемы последовательного счета тем, что вместо счетчика импульсов включен регистр последовательных приближений РПП.

В основе РПП лежит принцип дихотомии, т.е. последовательного сравнения преобразуемого напряжения U_вх с ½, ¼, 1/8 и т.д.  возможного максимального его значения U_m. Это позволяет для n - разрядного АЦП выполнить весь процесс преобразования за п последовательных шагов (итераций) вместо (2^n-1) при использовании последовательного счета и получить существенный выигрыш по быстродействию.

      

      Рис. 5. Структурная схема АЦП последовательного  счета 

      На  рис. 5 приведена структурная схема, реализующая метод последовательных приближений. На каждом шаге производится определение одного разряда, начиная со старшего. При первом сравнении определяется, больше или меньше напряжение U_вх, чем U_m/2. На следующем шаге определяется, в какой четверти диапазона находится U_вх. Каждый последующий шаг сужает область возможного результата. При каждом сравнении компаратор формирует импульсы, соответствующие состоянию «больше - меньше» (1 или 0), управляющие регистром последовательных приближений.

      

      Рис. 6. Временные диаграммы процесса последовательного счета 
 
 
 
 
 
 

  Выбор схемы генератора  тактовых импульсов

   Генератор тактовых импульсов (ГТИ) служит для выработки последовательности импульсов.   Выбираем генератор на базовых логических элементах и–не. Схема ГТИ приведена ниже.

                                  Рис. 7. Генератор тактовых импульсов

   Исходные данные для выбора  элементов ГТИ:

1. Частота f=10⁴ Гц

б) Скважность 4

в) Длительность фронтов не более 1мкс

г) Амплитуда 3В 
 
 
 

Разработка  преобразователя  уровней (ПУ)

 

      Преобразователи уровней (ПУ) – специальные элементы цифровых устройств, предназначенные  для обеспечения совместимости уровней цифровых элементов различных серий. Иногда ПУ называют трансляторами уровней.

      При проектировании микроэлектронной аппаратуры на цифровых интегральных микросхемах (ИМС) на практике возникает необходимость в совместном использовании цифровых ИМС различных серий. Эти ИМС могут существенно различаться как конструктивно-технологическими, схемотехническими решениями, так и электрическими параметрами, вследствие чего они не могут сопрягаться непосредственно. ПУ позволяет обеспечить управление интегральным логическим элементом (ЛЭ) одной серии с помощью интегрального логического элемента другой серии, т. е. добиться электрического и временного сопряжении этих двух элементов.

      

Рис. 8. Схема логического элемента

 

      Каждый  ЛЭ характеризуется набором входных  и выходных статических и динамических параметров, некоторые из которых  показаны на рис. 19. К статическим  параметрам относятся: U_вх и U_вых – входное и выходное напряжения; U¹, U⁰ – уровни логической 1 и логического 0; I^1,0_вых, I^1,0_вых –  входные и выходные токи ЛЭ в состояниях логического 0 и логической 1 по входу и выходу; I_н - ток нагрузки; U_п⁺ - допустимая статическая помеха на нулевом уровне (помехозащищенность снизу) и U_п^- - допустимая статическая помеха на единичном уровне (помехозащищенность сверху).

      Средние значения этих параметров, пределы  их изменений и полярности у различных ЛЭ разные.

      Для удобства дальнейшего изложения  введем следующие обозначения: наименьшее и наибольшее значения некоторой  величины В обозначим  соответственно.

      На  рис. 9 представлена обобщенная структурная схема согласования элементов ЛЭ 1 и ЛЭ2 с различными типами логики и схемотехники. Основным элементом схемы согласования является

      

Рис. 9. Обобщенная структурная схема согласования элементов

 

      преобразователь уровня П2. Входной П1 и выходной ПЗ каскады обеспечивают согласование выходов ЛЭ1 со входом П2 и выхода П2 со входом ЛЭ2. В отличие от логических элементов, у которых значения уровней  входных и выходных сигналов, как  правило, совпадают, у ПУ значения входных  и выходных сигналов всегда различны. Это характерный признак ПУ. Поэтому для обеспечения полного сопряжения уровней ЛЭ1 и ЛЭ2 необходимо, чтобы входной каскад ПУ – П1 был реализован аналогично схеме выходного каскада ЛЭ1, точно так же выходной каскад ПУ – ПЗ должен быть реализован по схеме входного каскада ЛЭ2. Чтобы обеспечить выполнение этих условий для питания ПУ, необходимо одновременно использовать питающие напряжения как ЛЭ1, так и ЛЭ2.

        В общем случае, когда предполагается  изготовить ПУ в виде отдельной ИС или микросборки, желательно, чтобы ПУ содержал все три каскада П1 – Ш – ПЗ, так как при этом ограничения на длину связей между ПУ и цифровыми ИС с ЛЭ будут такими же, как для связей между цифровыми ИС в данной аппаратуре. Это в определенной степени облегчит конструирование электронных блоков аппаратуры.          

      Кроме обеспечения совместимости, уровней  сигналов ПУ должны удовлетворять специальным требованиям, например таким, как:

• сохранение преобразователем порогового, уровня управляющего элемента ЛЭ1 и уровней токов элементов ЛЭ1 и ЛЭ2;
• обеспечение преобразования уровней с логической инверсией (если на входе ПУ А, то на выходе или без инверсии;
• обеспечение заданных требований по нагрузочной способности и параметрам быстродействия.

      Обеспечение заданных требований по нагрузочной  способности сводится к реализации преобразования выходного логического уровня элемента ЛЭ1 во входной логический уровень элемента ЛЭ2 с заданным коэффициентом разветвления n (т.е. ПУ должен давать требуемый логический уровень для n элементов ЛЭ2, параллельно подключенных к выходу ПУ).

      Обеспечение заданных требований по параметрам быстродействия обычно сводится к тому, что ПУ не должен ухудшать быстродействие цифрового устройства, в котором он используется, т. е. задержка на переключение ПУ не должна быть больше задержки наиболее медленного из элементов ЛЭ1 и ЛЭ2.

Можно сформулировать общие правила построения ПУ, пригодные для большинства возможных вариантов преобразователей уровня :

• преобразователи уровней проектируются для конкретных схем с обязательным учетом выходных характеристик и параметров управляющего элемента, а также входных характеристик и параметров управляемого элемента;
• перепад логических уровней управляющего элемента должен быть достаточным для надежного функционирования преобразователей уровней;
• преобразователь уровней должен обеспечивать необходимые динамические параметры с учетом емкостных и активных нагрузок.

      По  схемотехнической реализации основных логических функций цифровые ИМС, наиболее распространенные в настоящее время, подразделяются на следующие группы:

• ИМС транзисторно-транзисторной логики (ТТЛ, ТТЛШ);
• ИМС эмиттерно-связанной логики (ЭСЛ);
• ИМС на МДП транзисторах (КМДП-логика, р-МДП-логика, n-МДП-логика);
• ИМС на элементах инжекционной логики (И²Л).

   Преобразователь уровней ТТЛ ® КМДП

 

      На  рис. 10, а представлена простейшая схема преобразования уровней элемента ТТЛ-типа в уровни элемента КМДП-типа (ТТЛ ® КМДП). Первый каскад (на транзисторе VT₁) выполняет функции обычного инвертора-усилителя. Второй каскад (на транзисторах VT₂ и УТ₃) представляет собой обычный комплиментарный каскад. Чтобы этот каскад работал нормально, значения порогов U_пop транзисторов VT₂ и VT₃ должны удовлетворять условию