Проектування підсилювача гучного зв'язку

7. Визначимо постійний  струм і потужність, споживані крайовим каскадом від джерела живлення, і коефіцієнт корисної дії:

(А);  (2.18)

(Вт);  (2.19)

  (2.20)

На цьому розрахунок кінцевого каскаду можна вважати за закінчений. Результати розрахунку відобразимо в таблицях:

 (мА)  (2.21)

(мА)  (2.22)

 

Транзистори

	Тип	Pк доп, Вт	Iк доп, А	Uк доп, В	h21 min	h21 max	fh21,Мгц
VT4	n-p-n	8	4	45	750	—	200
VT5	p-n-p	8	4	45	750	—	200

Режими

	h21	I0б	I0к	Iкм	Iбм	Uкм	Rвх	Pк	S
Разм.	—	мА	мА	А	мА	У	Ом	Вт	см2
VT4	750	0,37	274	2.74	3.7	10.95	3000	8	149

 

4. Розрахунок передкінцевого каскаду

 

Для розрахунку необхідно мати наступні початкові дані:

амплітуду струму бази вихідних транзисторів:

(мА);   (2.23)

вхідний опір кінцевого каскаду:

(кОм);  (2.24)

напруга зсуву(напругою на резисторах R9 і R10 як правило можна  нехтувати):

(В),   (2.25)

де U_бэ4=U_бэ5≈0.5...0.6 В для режиму В.

Перейдемо безпосередньо до розрахунку.

1. Задаємося струмом спокою:

(мА),  (2.26)

але при цьому у  будь-якому випадку Iок3>(1.2) мА –  вимога температурної стабільності.

2. Вибираємо R₇=(30…50)R_н:

(Ом), з ряду E12 R7=150 (Ом).

3. Розраховуємо R₆:

(Ом), (2.27)

з ряду E12 R₆=1200 (Ом).

4. Ємкість С₃ розраховується з міркувань, приведених при описі формули:

,   (2.28)

де М_н – загасання (у разах), що вноситься ємністю С на нижній робочій частоті f_н при опорі зовнішніх ланцюгів R, вибирається при розподілі заданих частотних спотворень між ємкостями. Як опір R приймаємо:

(Ом)  (2.29)

Допустимі частотні спотворення 3 дБ.

Ємкість С₃ розраховується по формулі:

(мкФ)  (2.30)

з ряду E12 C₃=560 (мкФ).

5. Вибираємо VT3 по наступних параметрах:

(Вт),  (2.31)

де

(Вт);  (2.32)

(мА),  (2.33)

де

(мА);  (2.34)

(В);  (2.35)

(кГц).  (2.36)

Тепер выбраем транзистор VT3 з можливо великим h₂₁.

Візьмемо транзистор КТ668В.

6. Розрахунок ланцюга зсуву.

Розглянемо схему на транзисторі (рис. 2.2).

а) знаходимо струм дільника:

  (мА)  (2.37)

б) вибір VTt практично визначається допустимим струмом:

(мА)   (2.38)

Візьмемо транзистор КТ340Г.

в) визначимо R_бт (U_бэт≈0.5-0.6 В):

(мОм)   (2.39)

г) визначимо R_П, враховуючи, що номінальний режим відповідає середньому положенню движка:

(Ом)  (2.40)

візьмемо R_П=560 Ом.

7. Визначимо вхідний опір передкінцевого каскаду. Він практично визначається вхідним опором транзистора.

(Ом) (2.41)

де    (Ом)  (2.42)

(мА)  (2.43)

(Ом).  (2.44)

8. Визначуваний коефіцієнт  посилення каскаду по напрузі:

,   (2.45)

де h_21э3 • R_вх3.

Користуючись результатами розрахунку, заповнимо таблиці:

Транзистор

VT3	тип	h21	Iк доп, А	Pк доп, Вт	Uк доп, В	fh21, Мгц
КТ668В	p-n-p	220.475	0.1	0.5	45	200

 

Режими

	Iок, мА	Iоб, мА	Iбм, мА	Iкм, мА	Rвх, Ом	K
VT3	11.1	0.05	0.07	14.8	597.25	1105

 

2.5 Розрахунок вхідного каскаду

 

 

Початкові дані: R_вх3=597.25 (Ом); I_бм3=I_км3/h_21э3=14.8/220=0.07 (мА)

Спочатку розглянемо вхідний каскад схеми (рис. 2.1).

1. Задаємо постійний  струм колектора VT1:

(мА)  (2.46)

2. Вибираємо транзистори VT1 і VT2 по критеріях:

(мА)  (2.47)

(кГц)  (2.48)

Візьмемо транзистор КТ206А.

3. Розраховуємо R₂:

(Ом),  (2.49)

де U_бэ3=0.6.0.7 (В); I_0б3=I_0к3/h_21э3.

Із стандартного ряду Е12 вибираємо R₂=1200 (Ом).

4. Розраховуємо R₃:

(Ом),  (2.50)

де I_0э1=I_0к1+I_0к1/h₂₁=I_0к1+I_0б1=0.54 (мА).

Із стандартного ряду Е12 вибираємо R₃=15 (кОм).

5. Розрахунок ланцюга зворотного зв'язку:

Величина коефіцієнта  зворотного зв'язку β визначається виразом:

,  (2.51)

де

(Ом),   (2.52)

(Ом),  (2.53)

(Ом),  (2.54)

(кОм),

(Ом). (2.55)

Із стандартного ряду Е12 виберемо R_эг=220 Ом.

,  (2.56)

Задамося значенням R5:

(Ом),  (2.57)

Опір R₅ має бути достатнє великим, щоб не створювати додаткового навантаження для кінцевого каскаду.

Виберемо R₅= R₁=7000 Ом. Вибір R₅= R1 необхідний для збереження ідентичності режимів транзисторів VT1 і VT2.

Коефіцієнт петлевого  посилення k_П рівний:

,  (2.58)

де ,    (2.59)

(Ом),  (2.60)

  (2.61)

R_вх3 – вхідний опір каскаду на VT3.

,  (2.62)

Приймемо k_ок≈1.

Визначимо R₄:

(Ом),   (2.63)

де значення F=100 (див. (1.2)).

Використовуючи наведені вище вирази і зробивши відповідні заміни і перетворення, отримаємо вираз для глибини зворотнього зв’язку:

.   (2.64)

Вхідний опір підсилювача:

(Ом) (2.65)

Визначимо ємкість С₁ по формулі:

(пФ)  (2.66)

Вибираємо номінал ємкості  з ряду Е12: С₁=330 (пФ).

Для усунення можливості самозбудження  на високих частотах частотну характеристику коефіцієнта петлевого посилення  обмежують за рахунок включення  конденсатора С₂, визначуваного по виразу:

(пФ)  (2.67)

Вибираємо номінал ємкості з ряду Е12: С₂=15 (пФ).

6. Визначуваний коефіцієнт  посилення по напрузі розрахованого підсилювача потужності:

  (2.68)

7. Визначаємо необхідну  вхідну напругу при номінальній вихідній потужності:

(В).  (2.69)

Користуючись результатами розрахунку, заповнимо таблиці:

 

Транзистор

VT1, VT2	Тип	h21	Iк доп, А	Pк доп, Вт	Uк доп, В	fh21, Мгц
КТ206А	n-p-n	30.475	0.1	0.5	45	200

 

Режими

	Iок, мА	Iоб, мА	Iбм, мА	Iкм, мА	Rвх, Ом	K
VT3	11.1	0.05	0.07	14.8	597.25	1105

 

 

 

 

 

 

 

3. Розрахунок мостового регулятора тембру

 

Схеми підсилювача потужності, розраховані вище, володіють достатньо високим вхідним опором, що дозволяє включати мостовий регулятор тембру на їх вході. Слід врахувати, що прийнятні величини елементів такого регулятора і його нормальне функціонування досягається, якщо на його вході включений генератор ЕДС, а на виході високоомне навантаження.

 

Мостовий регулятор  тембру (рис. 3.1) містить два частотно-залежні регулятори коефіцієнта передачі. Буферний опір R₄ призначений для того, щоб один регулятор не впливав на іншій.

Лівий (по схемі) працює на низьких частотах, правий - на верхніх. Коротко проаналізуємо роботу схеми.

На середніх частотах (СЧ) С₁ і С₂ закорочують R₂, опори ж конденсаторів С₃ і С₄ ще дуже великі (багато більше R₅). Тому коефіцієнт передачі регулятора тембру на цих частотах (якщо вважати, що R_вхУМ = R_вхвк→∞) рівний:

.  (3.1)

На низьких частотах (НЧ) опору конденсаторів С1 і С2 збільшуються, і вони вже не є коротким замиканням для R2, яке починає працювати на цих частотах як звичайний регулятор посилення. Глибина регулювання визначається співвідношенням між опорами R₂ і R₁+ R₃.

На високих частотах (ВЧ) резистор R₂ виявляється закороченим конденсаторами С₁ і С₂, що мають дуже маленький опір на (ВЧ). В цьому випадку положення движка потенціометра R₂ не впливає на коефіцієнт передачі регулятора тембру. На цих частотах сигнал проходить через порівняно малі опори конденсаторів С₃, С₄ і потенціометр R₅, службовець в даному випадку регулятором коефіцієнта передачі в області ВЧ.

Початкові дані для розрахунку:

1. межі регулювання  на НЧ і ВЧ, вони, як правило,  рівні

(дБ);

2. нижня fн і верхня fв робочі частоти:

f_н = 10 (Гц) і f_в = 20 (кГц);

3. опір наступного за РТ каскаду:

R_{вх след=Rвхвк=6858 (}Ом).

Перейдемо до розрахунку:

1. Визначуваний коефіцієнт  корекції у відносних одиницях:

  (3.2)

2. Визначаємо частоту  розділу:

(Гц)  (3.3)

3. Перевіряємо виконання  умови неперекриття зон регулювання:

  (3.4)

4. Визначаємо опір R=R₂=R₅. При допустимій погрішності регулювання δ_Т≤±1 дБ можна прийняти: